ZVS零電壓開關(guān)反激

印寧華|印寧華|Indining China|

2022-04-11 09:30:31 0

在傳統(tǒng)以及準(zhǔn)諧振反激形式應(yīng)用中，由于MOS導(dǎo)通時(shí)的電壓較高（基本都在150V以上），特別是高壓的輸入條件下，會(huì)有較高的開關(guān)損耗及DI/Dt造成的EMI干擾，影響系統(tǒng)效率及EMI特性。直到ZVS反激式電路的出現(xiàn)，很好的解決了這些痛點(diǎn)。

先從反激應(yīng)用電路開始分析，再轉(zhuǎn)到ZVS零電壓開關(guān)電路應(yīng)用

一. 反激應(yīng)用中MOSFET的損耗分析

MOSFET的損耗主要包括如下幾個(gè)部分：
1. 導(dǎo)通損耗
導(dǎo)通損耗是比較容易理解的，即流過MOSFET的RMS電流在MOSFET的Rdson上的I^2R損耗。降低這個(gè)損耗也是大家*容易想到的，例如選用更低Rdson的管子，設(shè)計(jì)變換器進(jìn)入更深的連續(xù)模式來降低RMS電流等。然而需要注意的是，Rdson和Q互相矛盾，*終，只能在兩者之間找到一個(gè)平衡點(diǎn)。

2. 關(guān)斷損耗
關(guān)斷損耗即MOSFET在關(guān)斷狀態(tài)下，流過MOSFET的漏電流和MOSFET承受的電壓之積。通常這項(xiàng)損耗是大家忽略的，實(shí)際上也是完全可以忽略的。例如一個(gè)耐壓600V左右的MOSFET，即便在150°C下，漏電流也僅僅是uA級的，帶來的損耗也僅僅是mW級的。

3. 開關(guān)損耗
開關(guān)損耗包括開通損耗和關(guān)斷損耗。開通損耗指的是MOSFET開通期間Ids上升和Vds下降交叉面積帶來的損耗；關(guān)斷損耗指的是MOSFET關(guān)斷期間Ids下降和Vds上升交叉面積帶來的損耗。

不論是開通損耗還是關(guān)斷損耗，主要是發(fā)生在米勒電容放電或者充電區(qū)間，即決定開關(guān)損耗的主要是米勒平臺(tái)的時(shí)間以及開關(guān)頻率。

對于目前的反激式應(yīng)用，由于開關(guān)頻率普遍偏低（絕大多數(shù)低于100KHz），并且高壓輸入下CCM的深度很淺（對于全電壓工作的電源，絕大多數(shù)低壓CCM工作的，高壓基本上工作于DCM或非常接近DCM），同時(shí)加上MOSFET的進(jìn)步（CoolMOS和Super Junction大大降低了Crss），實(shí)際應(yīng)用中MOSFET的開通損耗是比較小的。拿一個(gè)使用CoolMOS或Super Junction MOSFET的電源，驅(qū)動(dòng)開通電阻從幾歐到幾十歐甚至上百歐變動(dòng)，效率幾乎不受影響。

由于反激原邊MOSFET關(guān)斷發(fā)生在*大電流處，因此關(guān)斷損耗通常比較可觀。為了降低關(guān)斷損耗，通常從加快關(guān)斷速度上想辦法。

4. 容性損耗
這里把容性損耗獨(dú)立于開關(guān)損耗來討論。容性損耗指的是MOSFET開通瞬間，DS間寄生電容通過MOSFET DS直接放電產(chǎn)生的損耗。我們經(jīng)常可以看到原邊電流波形并非一個(gè)理想的三角形或梯形，而是在開通瞬間存在一個(gè)電流尖峰，導(dǎo)致峰值電流控制模式的IC不得不做前沿消隱。

從一個(gè)MOSFET的規(guī)格書中，通常可以看到兩個(gè)可以用來直接估算容性損耗的參數(shù)，Eoss和Co(er)。拿英飛凌*新一代的CoolMOS IPD70R360P7S舉例：Eoss@400V=1.8uJ，Co(er)=27pF(Vds=0~400V)
如果把Co(er)乘以Vds（400V）的平方再除以2，得到能量2.16uJ，和Eoss基本一致。
比較簡單的估算，如果開關(guān)頻率f=100KHz，則Vds=400V下的容性損耗約：Pco=Eoss*f=0.18W
在實(shí)際應(yīng)用中，這個(gè)損耗很可能是被低估的，有如下原因：
首先實(shí)際應(yīng)用中，264VDC輸入下，輸入直流電壓374V，如果反射電壓100V，那開通瞬間的Vds電壓可能在374-100=274V（QR）到374+100=474V之間，即實(shí)際的Eoss可能大于或者小于規(guī)格書給出的值；
其次實(shí)際應(yīng)用中，MOSFET的DS間等效電容不僅包含MOSFET本身電容，還有變壓器寄生電容，后者很可能大于前者，這種情況下，實(shí)際Eoss損耗會(huì)遠(yuǎn)大于計(jì)算值。

5. 驅(qū)動(dòng)損耗
驅(qū)動(dòng)損耗即Ciss的充放電損耗，計(jì)算方法如下：
Pdrv=Qg*Udrv*f
通常應(yīng)用下也被忽略，一方面由于MOSFET的進(jìn)步，Qg有了顯著的降低，一方面頻率比較低。例如IPD70R360P7S，Qg=16.4nC（Vgs=0~10V，Vds=400V），驅(qū)動(dòng)電壓10V，工作頻率100K下，驅(qū)動(dòng)損耗僅為：
Pdrv=16.4*10*100/1000=16.4mW
需要注意的是，與前面幾項(xiàng)損耗不同，驅(qū)動(dòng)損耗雖然是MOSFET的結(jié)電容充放電導(dǎo)致的，但絕大部分沒有損耗在MOSFET上，而是損耗在驅(qū)動(dòng)IC和驅(qū)動(dòng)電阻上。

二. ZVS的實(shí)現(xiàn)方案

ZVS即在MOSFET驅(qū)動(dòng)到來前，Vds電壓已經(jīng)為零了。由于節(jié)點(diǎn)電容上電壓的存在，要實(shí)現(xiàn)ZVS，需要一個(gè)和勵(lì)磁電流反向的電流流過變壓器原邊電感。傳統(tǒng)的QR，由于退磁后變壓器初級電感的初始電壓即副邊反射電壓，振蕩是阻尼的，因此開關(guān)節(jié)點(diǎn)可能達(dá)到的*低電壓只能是Vin-Vor，能不能ZVS取決于輸入電壓和反射電壓。對于寬范圍輸入，不太可能全輸入范圍實(shí)現(xiàn)ZVS；如果再加上寬范圍輸出（比如PD協(xié)議5-20V輸出的適配器），ZVS的實(shí)現(xiàn)就愈發(fā)困難。

為了實(shí)現(xiàn)這個(gè)反向的電流，對電感而言，只需對它反向勵(lì)磁，有源鉗位反激就是這樣一個(gè)思路。

相對于傳統(tǒng)反激，有源鉗位反激中RCD吸收不可控導(dǎo)通的D變成了可控導(dǎo)通的MOSFET，鉗位電容容值遠(yuǎn)大于吸收電容。漏感能量存儲(chǔ)在鉗位電容中，在鉗位電容上形成一個(gè)相對平穩(wěn)的電壓。在原邊主MOSFET開通前，如果先將鉗位管開通一段時(shí)間，原邊電感將反向勵(lì)磁，關(guān)斷鉗位管后，勵(lì)磁電流方向不變，這個(gè)電流抽取結(jié)電容電荷，*后實(shí)現(xiàn)主MOSFET的ZVS。

有源鉗位的好處是不僅實(shí)現(xiàn)了ZVS，同時(shí)能夠回收漏感能量，但從電路結(jié)構(gòu)上，增加了一顆高邊鉗位管，控制IC需要高壓浮區(qū)，成本大幅上升。

本文要討論的ZVS反激，講的是不改變傳統(tǒng)反激電路基本結(jié)構(gòu)，不增加額外的器件，僅從控制上想辦法來實(shí)現(xiàn)。

前面提到，為了實(shí)現(xiàn)ZVS，需要在原邊管開通前，在原邊電感上形成原邊一個(gè)負(fù)電流，即原邊電感需要反相勵(lì)磁。ACF根本方法就是在原邊電感上直接反相勵(lì)磁，代價(jià)是必須增加一個(gè)可控開通和關(guān)斷MOSFET。

對于Flyback，變壓器本質(zhì)上是一個(gè)耦合電感，要在原邊電感形成負(fù)電流，這反相勵(lì)磁其實(shí)是可以從任一繞組上來操作的，因?yàn)殛P(guān)斷后，能量可以從任一繞組釋放。基于這個(gè)原理，ZVS的實(shí)現(xiàn)就變得相當(dāng)簡單了。試想一下，工作在DCM下，帶有有同步整流的Flyback，如果副邊退磁完成后同步整流繼續(xù)保持開通，那么輸出電壓將會(huì)從輸出繞組對變壓器勵(lì)磁，只要在原邊開通前一定時(shí)間內(nèi)關(guān)斷同步整流，變壓器內(nèi)存儲(chǔ)的能量就會(huì)尋找途徑釋放，而此時(shí)，它就會(huì)反抽原邊開關(guān)節(jié)點(diǎn)電容形成負(fù)電流，只要?jiǎng)?lì)磁能量足夠，反抽時(shí)間（同步整流關(guān)斷到原邊開通的死區(qū)時(shí)間）合適，就能確保零電壓開通。

當(dāng)然，勵(lì)磁可以在變壓器上其他任何一個(gè)耦合的繞組上進(jìn)行。

先上*個(gè)原理圖，是我前兩年搭的一個(gè)實(shí)驗(yàn)電路，用一個(gè)定頻PWM控制器配合一些數(shù)字邏輯電路，實(shí)現(xiàn)同步整流與原邊驅(qū)動(dòng)的互補(bǔ)輸出，同時(shí)留有死區(qū)，這個(gè)電路經(jīng)過驗(yàn)證，DCM下可以從副邊同步整流倒灌，實(shí)現(xiàn)原邊零電壓開通。至于原理，相信大家仔細(xì)看看都能理解。

這種方案有一個(gè)很大的問題，注入的能量損耗可能遠(yuǎn)超過ZVS帶來的收益。

同步整流如果與原邊完全互補(bǔ)，那深度DCM下，反灌到變壓器的能量可能遠(yuǎn)大于原邊結(jié)電容存儲(chǔ)能量，較大的能量在一來一回中損失了。接下來上另一個(gè)圖，這種實(shí)現(xiàn)非互補(bǔ)的驅(qū)動(dòng)，只是在原邊開通前打出一個(gè)小脈沖，不多不少，正好能夠抽干結(jié)電容能量就好。

三. 國產(chǎn)ZVS芯片

說到ZVS（零電壓開關(guān)技術(shù)）反激，相信大家并不陌生，早在2018年，華為在mate20發(fā)布會(huì)上推出的40W SuperCharge超級快充充電器，就采用了英飛凌ZVS反激快充方案，這也是ZVS反激的*商用，該方案具有小體積、大功率、高效率等特點(diǎn)，有效的提高了產(chǎn)品效率及功率密度，因而在華為旗艦機(jī)標(biāo)配超級快充中一直被沿用。

而作為一家國內(nèi)*的模擬IC設(shè)計(jì)公司，亞成微電子于近期成功推出了國內(nèi)*ZVS反激式開關(guān)電源芯片RM6801S，填補(bǔ)了國內(nèi)空白。RM6801S是一款高性能高可靠性電流控制型PWM開關(guān)控制芯片，內(nèi)置700V高壓啟動(dòng)，X-cap放電，可調(diào)交流輸入Brown in/out等功能，工作頻率高達(dá)130Khz，全電壓范圍內(nèi)待機(jī)功耗小于65mW，滿足六級能效標(biāo)準(zhǔn)，并且支持CCM/QR混合模式以及擁有完備的各種保護(hù)功能，專有ZVS技術(shù)降低MOSFET開關(guān)損耗，改善EMI特性。采用分段驅(qū)動(dòng)技術(shù)，搭配超結(jié)MOSFET（CoolMOS），并兼容直驅(qū)E-MODE GaN功率器件版本，提高產(chǎn)品效率及功率密度，簡化EMI濾波電路設(shè)計(jì)，降低EMI器件成本，*應(yīng)用于大功率快速充電器。

上一篇：: FinFET晶體管設(shè)計(jì)工藝

下一篇：: 關(guān)于WLCSP晶圓級芯片封裝技術(shù)介紹

国产精品爆乳奶水无码视频丨免费无遮挡很爽很污很黄的网站丨精品无码中文视频在线观看丨国产午夜精品无码一区二区丨出租屋勾搭老熟妇啪啪

印寧華

ZVS零電壓開關(guān)反激